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amplificadores sintonizados 1, Notas de estudo de Engenharia Elétrica

amplificadores sintonizados 1

Tipologia: Notas de estudo

2010

Compartilhado em 28/05/2010

volnei-junior-12
volnei-junior-12 🇧🇷

4.7

(43)

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Baixe amplificadores sintonizados 1 e outras Notas de estudo em PDF para Engenharia Elétrica, somente na Docsity! GUIA DE LABORATÓRIO SISTEMAS ELECTRÓNICOS DAS TELECOMUNICAÇÕES PROJECTO E SIMULAÇÃO DE UM AMPLIFICADOR SINTONIZADO UNIANDAR INSTITUTO SUPERIOR TÉCNICO Departamento de Engenharia Electrotécnica e de Computadores Área Científica de Electrónica 2006/2007 2 PROJECTO E SIMULAÇÃO DE UM AMPLIFICADOR SINTONIZADO UNIANDAR 1. Objectivo Pretende-se comparar as características de um amplificador sintonizado, obtidas através de simulação em computador, com as especificações impostas no seu projecto. Esta comparação permite verificar a validade das aproximações e dos critérios utilizados no projecto. O amplificador deverá funcionar numa das bandas de frequências utilizada para canais de televisão (VHF, UHF), com uma frequência central da ordem das centenas de MHz, e deverá ter uma largura de banda suficiente para um canal de TV modulado com banda lateral vestigial (6 MHz). 2. Sumário O plano de trabalho, a ser detalhado no parágrafo 4, inclui as seguintes fases: 1) Projecto do amplificador, em que são dados o transistor e o respectivo PFR, a topologia do circuito (acoplamento indutivo e, ou por divisão capacitiva), o tipo de sintonia (síncrona), o tipo de adaptação na entrada e na saída, a frequência central e a largura de banda. Este projecto deverá ser feito antes da aula de laboratório. 2) Projecto das malhas de polarização do transistor, de acordo com os resultados da alínea 1). Este dimensionamento também deve ser feito antes da parte laboratorial. 3) Criação de um esquemático (ou alternativamente de um ficheiro de entrada .cir) com o amplificador projectado para introdução nos computadores pessoais tendo em vista a sua simulação pelo programa PSPICE. Um esboço do esquemático deve ser elaborado antes da aula de laboratório. 4) Simulação do circuito pelo PSPICE. Nesta simulação devem obter-se curvas de resposta do amplificador que permitam avaliar as diferenças relativamente às especificações iniciais. O docente tem de verificar a resposta do circuito obtida, pelo que deve ser solicitada a sua presença nesta fase do trabalho. 5) Crítica dos resultados obtidos em face das especificações iniciais e das aproximações efectuadas no projecto. 5 Notas: 3.2a) O parâmetro Q0 refere-se à bobina real isolada, ou seja, é o factor de qualidade que se obtém quando não é ligada nenhuma resistência adicional, em paralelo: Q0 = rp/(ωS LT) = 1/(ωS LTgp) onde LT é o valor da indutância e rp=1/gp o da resistência de perdas do esquema equivalente paralelo. 3.2b) A capacidade de sintonia é a capacidade que é necessário colocar em paralelo com a bobina real para se obter uma ressonância a uma dada frequência. A indicação de CS e da frequência fS a que se refere é uma forma indirecta de indicar o valor da auto-indução, a partir do valor do componente directamente medido pelo método da ressonância. Note-se, no entanto, que é necessário conhecer também o valor da capacidade parasita Cp já que: LT = 1/ωS2 (CS + Cp). 3.2c) Nos auto-transformadores a bobina dada LT refere-se ao enrolamento total, isto é LT = L1 + L2 + 2 (L1L2)1/2 sendo L1 e L2 as autoinduções próprias de cada troço da bobina LT . Considere sempre coeficientes de ligação magnética entre enrolamentos ou secções de bobina, Kij = 1. 3.2d) É utilizado um transistor típico de radio-frequências. No anexo 1 é apresentado o modelo para o PSPICE. A cópia do catálogo, também fornecida no anexo 2 destina-se a familiarizar os alunos com este tipo de informação. Como o projecto é efectuado com base nos valores dos parâmetros Y obtidos por simulação a partir do modelo, qualquer diferença encontrada entre as especificações e o resultado das simulações não pode ser imputada à precisão do modelo. Se o circuito fosse montado é que era natural que algumas diferenças entre o comportamento experimental e as simulações fossem devidas às aproximações na extracção dos parâmetros do modelo. O modelo para o PSPICE é descrito por um sub-circuito que caracteriza não só o transistor bipolar intrínseco (pastilha de silício), através da directiva .MODEL (modelo de Gummel e Poon), mas também os efeitos parasitas do encapsulamento e sua interligação ao transistor intrínseco, através de uma rede exterior de bobinas e condensadores. Estes elementos são particularmente importantes às frequências de trabalho do amplificador (VHF e UHF). 6 3.3 - Requisitos do dimensionamento O dimensionamento do amplificador deverá obedecer aos requisitos que a seguir se enumeram. a) A condutância equivalente do circuito exterior ligado à base do transistor deverá ser igual a GON. Este critério é normalmente imposto para se obter um factor de ruído mínimo para o amplificador. Verifique esta condição a partir dos dados do catálogo (anexo 2). b) Na malha de saída deve obter-se uma máxima transferência de potência do transistor para a carga. No entanto, se esta condição originar um factor de estabilidade KS<5, deverá proceder a uma desadaptação de impedâncias que permita obter um factor de estabilidade condicional mínimo KS = 5. c) O ponto de funcionamento em repouso do transistor é IC=1mA e VCE=6V. Verifique que este ponto é imposto de acordo com as características de ruído mínimo dadas em catálogo (anexo 2). 4. Procedimento (a descrever no relatório do trabalho) Para cada um dos tipos de circuito de acoplamento, deve seguir o seguinte procedimento: 4.1 - Obter a localização dos polos de cada circuito RLC do amplificador e as respectivas frequências centrais e larguras de banda a -3dB, utilizando a aproximação de banda estreita, para uma banda de passagem total de 6MHz e para sintonia síncrona. 4.2 - Calcular as terminações do transistor (Y1g e Y2c) de modo a verificarem-se as condições impostas em 3.3 a) e b). Neste cálculo deve considerar os parâmetros Y do transistor obtidos por simulação. 4.3 - A partir dos resultados das alíneas anteriores dimensionar os circuitos de acoplamento de entrada e de saída (C's, L's e relações de transformação n's) de acordo com o circuito da figura 1. 7 4.4 - Calcular uma estimativa dos ganhos de potência e de transdução para a frequência central do amplificador usando a expressão factorizada. Critique os valores obtidos para os diferentes termos de perdas em face das opções que tomou no projecto. 4.5 - Projectar a rede de polarização do transistor de forma a ter o PFR indicado. Considere que dispõe de uma fonte de alimentação VCC=9V. Escolha para esta rede uma configuração que tenha uma reduzida influência na resposta em alta frequência sem sobredimensionar excessivamente os seus componentes. Por exemplo, a rede de polarização deve apresentar, para a frequência central, uma impedância 100 vezes superior à impedância do circuito de RF nos portos de interligação. 4.6 - Prepare o esquemático para efectuar a simulação do amplificador projectado: redes de adaptação só com transformadores e,ou autotransformadores e divisão capacitiva. Os transformadores do circuito da figura 1 deverão ser simulados como bobinas acopladas com factores de acoplamento unitários. Os auto-transformadores têm de ser simulados por duas bobinas em série (veja-se nota 3.2c) com um factor de acoplamento unitário. É necessário respeitar a ordem dos nós na descrição das bobinas ligadas magneticamente, em particular nas dos autotransformadores, para não se alterar as fases dos sinais nos transformadores respectivos. 4.7 - Verifique os valores das tensões e correntes impostas pela malha de polarização (PFR). 4.8 - Obtenha as respostas em frequência do circuito numa banda de pelo menos 40MHz em torno da frequência central. Comente os resultados obtidos comparando-os com os previstos teoricamente, nomeadamente o ganho de potência máximo, a frequência central e a largura de banda a -3dB. Nesta comparação tenha em atenção as especificações impostas e as aproximações que utilizou no projecto. Se achar conveniente mostre também a resposta apenas na zona central da banda de passagem. 4.9 - Comente a validade das aproximações efectuadas no dimensionamento do circuito de divisão capacitiva. Para isso pode simular o amplificador com a divisão capacitiva representada pelo seu esquema equivalente. 10 Anexo 1 Modelo PSPICE para o TJB 2N5179 * MOTOROLA 2N5179 * Coletor=1 Base=2 Emissor=3 .SUBCKT 2N5179 1 2 3 Q1 4 6 5 5 QR34 Lc 1 4 0.49n Lb 2 6 1.04n Le 5 3 0.97n Cc 4 5 0.6p Cb 4 6 0.272p * * .MODEL QR34 NPN ( + BF = 96 + VAF = 96 + VAR = 9.6 + RC = 7.1 + RB = 41.3 + RE = 1.413 + IKF = 0.035 + ISE = 0.45E-14 + TF = 0.557E-10 + TR = 0.4E-8 + ITF = 0.016 + VTF = 4 + CJC = 0.791E-12 + CJE = 3.57E-12 + XTI = 3 + NE = 1.5 + ISC = 0.15E-14 + EG = 1.11 + XTB = 1.5 + BR = 2.49 + VJC = 0.75 + VJE = 0.75 + IS = 0.5E-15 + MJC = 0.33 + MJE = 0.33 + XTF = 4 + IKR = 0.035 + KF = 0.1E-14 + NC = 1.7 + FC = 0.5 + RBM = 29 + IRB = 0.5E-2 + XCJC = 0.264 ) .ENDS 11 anexo 2 Catálogo do TJB 2N5179 2N5 l 19 (SILICON) NPN SILICON RF SMALL-SIGNAL TRANSISTOR - designed primarily for use in high-gain, low-noise amplifier, oscil- lator, and mixer applications. Can also be used in UHF converter applications. e High Current-Gain — Bandwidth Product — fr = 1.4 GHz (Typ) E Ig = 10 made e Low Collector-Base Time Constant — rb'Co=14ps (Max) E lg = 2.0 mAde e Characterized with Scattei ig Parameters e Low Noise Figure — NF = 4.5 dB Max) € f = 200 MHz NPN SILICON RF SMALL-SIGNAL TRANSISTOR “MAXIMUM RATINGS Do Rating Symbol Value Unit Collector-Emitter Voltage Vceo 12 vde Appticable 1.0 ta 20 made Collector-Base Voltage Vcs 20 Vde Emittcr Base Voltage — VEB 25 Vac Collector Current Tc E mAdo Total Device Dissipation E TA = 25º€ Po 200 mw Derate above 25ºC 1.14 mw/ºc Total Device Dissipation & Tg = 25º€ Po 300 mw Derate above 259C 171 mw/ºc Storags Temperature Hange Tag -85 to +200 Sc *indicates JEDEC Registered Data. 2 Be 3. Colecior 4 Cm noz Das CASE 20(10) 10-72 PACKAGE Active Elements Isolated from Case 2N5179 (continued) FIGURE 6 — CURRENT-GAIN-BANDWIDTH PRODUCT fr, CURRENT-GAIN-BANDWIDTH PRODUCT (GH:) 10 20 39 80 50 60 70 80 90 10 20 30 lc. COLLECTOR CURRENT imAde) FIGURE 7 — INPUT ADMITTANCE FIGURE 8 - OUTPUT ADMITTANCE versus FREQUENCY versus FREQUENCY VçE=.0 Vdc Veg = 80 Vie Ie =1E made vio, INPUT ADMITTANCE (umhos) vat, OUTPUT ADMITTANCE (ormhos) 100 150 200 300 400 500 EO) 800 100 100 150 200 300 400 500 Gu 800 JULU 1 FREQUENCY (MHz! 1, FREQUENCY (MHz) FIGURE 9 — FORWARD TRANSFER FIGURE 10 — REVERSE TRANSFER ADMITTANCE versus FREQUENCY ADMITTANCE versus FREQUENCY VrE=€.0 voe Ig = LS made VÇE= 60 Vdc le -1ô made TRANSFER ADMITTARCE (mtos) yro. REVERSE TRANSFER ADMETTANCE (mmhos) los FORA 100 50 200 om a00 SUo bu 800 1000 100 150 200 300 400 500 60 80 10CO E, FREQUENCY (Mt42) F FREQUENCY (MHz 2N5179 (continued) FIGURE 11— Sqq. INPUT REFLECTION COEFFICIENT o zo 102 LE eos vel too] fuma 274 = E 150e 160? aco FIGURE 13 —S12, REVERSE TRANSMISSION COEFFICIENT ze E [A A) se 150% FE ? FIGURE 12-22, OUTPUT REFLECTION COEFFICIENT a Ig = 16 máde” a 500 MHr VE 60 vd Er ze E NE = 8.0 Vde TE = Lômade, Ve EO Ve é TE ga made 00 Ci Mt 26 = Z - $00hms 15 Me Ie iso 2N5179 (continued) FIGURE 15 S71, INPUT REFLECTION COEFFICIENT AND S22, OUTPUT REFLECTION COEFFICIENT x, se VcE = 6.0 Vdc 100 MHz TOO Mhz BONE ; 5 E 200 MHZ NA CLeoLT ISS x 300 MHiz É 7 AZ, SepessgeSIA lg =5.0 mAde go Sp a E Ig= ki mAde 0 : 0 200 MHz pi j4/100 MHz : 900 MHz À T00 MHz ,sssç oO) tata lg = 5.0 mAde 300 MHz 200 MHz 100 MHz
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