Baixe Planejamento Sistemas de Telecom e outras Notas de estudo em PDF para Engenharia Elétrica, somente na Docsity! 6.3.1. Distância e Ângulo de Interferência
Os cálculos de distância e azimute estão mostrados na Parte 7 — Apêndice.
O cálculo dos ângulos de interferência pode ser realizado, conforme exemplo seguinte.
Os ângulos ALFA E BETA apresentados são os de interferência TX e RX respectivamente.
No cálculo de interferência devem ser utilizados os seguintes diagramas de radiação e discriminação:
+ Diagrama de radiação da antena da Estação C e diretividade dessa antena para o ângulo ALFA.
+ Diagrama de radiação da antena da Estação B e diretividade dessa antena para o ângulo BETA.
Em ambos os casos, devem ser levadas em conta as polarizações dos sinais desejados e interferente.
HH
ny. se ne EsTC SinalDesejado ——>
Sinal Indesejado
VE CR E Linkintererente ——»
VV me Figura 6.9 - Ângulos de interferência.
a2893 HP10-82C Gain = 45.5 dBi BW = 0.9º 8200 - 8500 MHz
ol- ER des J E
5 eai aU Lead o ema
-10
-15
-20 ;
-25
Discrimination (dB)
h
S
-715
-180.0 -140 -120 -100 -80 -60 40 -20 O 20 40 60 80 100 120 140 180.0
Angle (º)
Figura 6.11 - Diagrama de radiação de antenas de alto desempenho de 3.0m na faixa de 8.5GHz.
(Extraído de: RADIO DIGITAL DE MICROONDAS; Burt,P.M.S.; Apostila, 1994)
4.2.6 Condições anômalas de refratividade; desvanecimento
Os fatores que determinam a refratividade do ar, sobretudo a temperatura e a umidade, além
de apresentarem variações sazonais e geográficas, podem apresentar variações consideráveis
em uma escala de tempo relativamente pequena, devido a fatores como o ciclo diumo de
aquecimento e resfriamento do solo, a presença de água no solo, o deslocamento de grandes
massas de ar, etc. A refratividade, consequentemente, pode apresentar desvios importantes
em relação ao comportamento exponencial dado pela expressão (8). Por outro lado,
mecanismos como a convexão?, ilustrado na figura 4.17 tendem a restituir a atmosfera a
uma condição em que a refratividade é bem expressa por aquela expressão. A condição dada
por (8), portanto, é melhor entendida como uma média ou um ponto de equilíbrio em torno
do qual as condições reais variam.
Quando as variações da refratividade em relação ao seu normal atingem valores importantes
costuma-se caracterizar a situação como uma condição anômala de refratividade. Nos itens
a seguir serão descritos diferentes tipos de anomalidades da refratividade da atmosfera. De
modo geral, uma possível consequência destas condições é a ocorrência de uma atenuação
do sinal recebido, relativamente ao sinal recebido em condições normais de propagação. A
este fenômeno se dá o nome desvanecimento (em inglês, "fading"). Conforme visto no item
3.13 , uma atenuação do sinal recebido conduz a um aumento da taxa de erro, razão pela
qual é necessário caracterizar estatisticamente a ocorrência de desvanecimentos.
UV
Fig. 4.17: convexão; UV: radiação solar; IV:radiação terrestre que aquece ar a partir do solo
7 movimento circular do ar na atmosfera, constituído por colunas ascendentes de ar quente e colunas descendentes de
ar frio
fExtraído de: RÁDIO DIGITAL DE MICROONDAS; Burt, P.M.S.; Apostila, 1994)
Quanto maior o gradiente positivo de refratividade, maior o encurvamento da trajetória,
mais negativo o seu ângulo de incidência nas antenas e maior a obstrução do primeiro
elipsóide de Fresnel do raio de propagação. Conforme visto no gráfico 4.14item 4.2.4,
portanto, maior será o desvanecimento do sinal.
Um aspecto que deve ser notado é a relação entre a variação do ângulo de incidência em
condições anômalas de propagação e a largura do lóbulo principal das antenas. Usando a
expressão (13) podemos calcular o ângulo de incidência para, por exemplo, uma condição
sub-refrativa equivalente a k=0,8 , obtendo a =0,28 º. Em relação ao valor obtido
anteriormente ( a = 0,17 º) há portanto uma variação de 0,11º. Por outro lado, o ângulo de
3 dB simétrico de antenas tipicamente usada em sistemas terrestres é relacionado com o
ganho da antena aproximadamente por
30000
G= ORA (0, em graus) (18)
3dB
Usando esta fórmula para uma antena com ganho de 40 dB, podemos determinar o ângulo
entre o ganho máximo e uma queda de 3 dB, obtendo 0,87 º. Pode-se ver que a variação do
ângulo de incidência, neste caso, não resulta em uma perda importante de potência. A
utilização de antenas com ganho mais elevado, no entanto, teria problemas neste sentido.
4.2.9 Reflexão no solo
Um outro mecanismo de propagação multipercurso é o da reflexão das ondas de rádio no
solo, conforme representado na figura 4.23. Devido ao comprimento de lance ser muito
maior do que a altura das antenas, os ângulos de incidência da onda no solo são próximos de
zero, o que resultaria, no caso de uma superfície plana, em um coeficiente de reflexão
próximo de —1, com pouca dependência no tipo de solo. Esta situação poderia conduzir a
desvanecimentos intensos, devido à interferência destrutiva dos dois sinais.
Para estimarmos em que medida ela é aproximada na realidade, um critério de planicidade
aplicável é o de Rayleigh, segundo o qual uma superfície pode ser considerada plana para
efeitos de reflexão de ondas eletro-magnéticas, se a altura máxima de suas irregularidades h
satisfizer
A
h
É 8siny * (19)
onde À é o comprimento de onda e y é o ângulo de incidência. . Consideremos um lance de
50 km com antenas a 100 m de altura, o que resulta em um ângulo de incidência y = 0,23º.
Para uma frequência de 6 GHz, temos A=S cm, e pelo critério acima temos h<1,6m.
Devemos considerar agora qual extensão em torno do ponto de interceptação do solo deve
atender à esta condição de planicidade. Para tanto pode-se usar o conceito de elipsóides de
(Extraído de: RÁDIO DIGITAL DE MICROONDAS; Burt, P.M.S.;Apostila, 1994)
Fresnel visto acima. O trecho do solo relevante para efeito de reflexão é então a intersecção
do mesmo com o primeiro elipsóide de Fresnel. Pode-se mostrar que na direção de
propagação o comprimento desta intersecção é dado por
db,
2
2? +5 tan? y (20)
Usando nesta fórmula os mesmos valores considerados acima, obtemos 4d = 6043 m. Ou
seja, para atender o critério de planicidade para reflexão, o solo teria que apresentar
ondulações menores do que 1,6 m ao longo de um trecho de 6 km de comprimento. Vê-se
portanto, que o critério de planicidade neste caso, onde foram adotados valores de variáveis
típicos de sistemas de microondas de rádio-visibilidade, é bastante dificil de ser atingido na
prática, a menos dos casos de lances sobre grandes extensões de água. Consequentemente, a
menos destes casos, a sinal que atinge o receptor pelo trajeto refletido, tem, em condições
normais de refratividade, um nível pequeno comparado ao do sinal que segue o trajeto
direto, e a existência de multi-percurso por reflexão não constitui um fato grave. Isto pode
não serválido porém durante a ocorrência de dutos. Por um lado, como visto acima, o sinal
que percorre o trajeto direto pode sofrer um desvanecimento . Além disso, pode-se mostrar,
que ao mesmo tempo em que o duto causa este desvanecimento, pode causar um incremento
do sinal refletido, conduzindo a um desvanecimento adicional pela interferência destrutiva
dos dois sinais.
Ad =
Fig. 4.23: multipercurso por reflexão no solo
4.2.10 Seletividade de propagação multipercurso
Nos itens acima foram abordados os mecanismos de propagação anômala e seu efeito no
nível do sinal recebido. Em sistemas de rádio digital de alta capacidade, um aspecto
fundamental a ser considerado, além do comportamento do nível do sinal recebido, é o da
seletividade do mecanismo de propagação anômala, ou seja a variação da atenuação com a
frequência. Conforme visto no item 3.10, os esquemas de modulação de alta eficiência
espectral (16 QAM, 64 QAM, 256 QAM, etc.) são bastante sensíveis a imperfeições do
canal.
Dos mecanismos de propagação que foram considerados, podem apresentar seletividade
importante os casos de multipercurso atmosférico (duto elevado) e multipercurso por
reflexão no solo. Os diferentes comprimentos e velocidades de propagação em cada trajeto
(Extraído de: RÁDIO DIGITAL DE MICROONDAS; Burt P.M.S.; Apostila, 1994)
4.2.7 Super-refratividade
Uma condição de super-refratividade da atmosfera corresponde ao caso em que o gradiente
da refratividade é mais negativo do que o normal. Esta situação é em geral provocada por
uma combinação de um gradiente de temperatura positivo com um gradiente de umidade
mais negativo do que o normal. A ocorrência simultânea destas condições em geral se dá em
extensões verticais relativamente pequenas da atmosfera (de algumas dezenas a uma centena
de metros) mas podendo atingir grandes extensões horizontais, razão pela qual o termo
estratificação atmosférica - ou seja, existência de camadas atmosféricas - é frequentemente
utilizado para caracterizá-la.
Em uma camada de ar super-refrativo, como pode ser visto na equação (11), a curvatura
para baixo do trajeto de propagação é maior do que a curvatura em uma atmosfera normal.
Se o gradiente de refratividade da camada for menor que —157 (km)? o raio da curvatura de
propagação é menor do que o raio da Terra. A esta situação se dá o nome de duto. A
formação de um duto em um lance de rádio-visibilidade pode dar origem a diferentes
fenômenos de propagação, conforme a altura do mesmo em relação às antenas. Isto será
discutido a seguir.
Dutos de superficie
A existência de um duto de superfície pode ser provocada pela inversão do gradiente de
temperatura devido ao esfriamento noturno da Terra, associada à uma alta umidade do solo.
Isto ocorre pois, devido ao fato da camada de inversão térmica estar em equilíbrio, após seu
estabelecimento não ocorre mais convexão e a umidade do solo não é espalhada na
atmosfera. Consequentemente, se o contéudo de umidade do ar anteriormente ao
estabelecimento da camada de inversão for menor do que o do solo, há o surgimento de um
gradiente negativo de umidade junto à superfície, podendo então ocorrer a formação do
duto. Isto está ilustrado na figura 4.18
Quando as alturas das antenas de transmissão e de recepção são semelhantes, a presença de
um duto de superfície cujo limite superior está na mesma altura que as antenas traz
problemas para a transmissão. Esta situação está representada na figura 4.19. Um trajeto de
propagação que corresponde inicialmente ao trajeto de propagação em condições normais de
refratividade, é desviado para o solo devido ao encurvamento que sofre ao penetrar no duto.
Por outro lado, um trajeto que parte de um ângulo um pouco superior que o do anterior não
cruza o duto, e portanto mantém sua curvatura normal, também não atingindo o receptor.
Isto significa que há um maior espalhamento com a distância da energia transmitida,
ocorrendo, portanto, uma atenuação adicional - um desvanecimento- do sinal recebido.
Quando as antenas tem alturas diferentes não há uma coincidência aproximada entre o limite
superior do duto e o trajeto de propagação, como acontece no caso das antenas de mesma
altura, Consequentemente, há uma redução da atenuação produzida pelo duto, pois um
trajeto de propagação com um ângulo de partida ligeiramente diferente que o do trajeto
normal consegue atingir o receptor. :
(Extraído de: RÁDIO DIGITAL DE MICROONDAS; Burt, P.M.S.; Apostila, 1994)
Fig. 4.24 : resposta em frequência devido à existência de dois trajetos
í
10
rob,
(dB)
-10
-20
-30
ss 5.6 Sa s8 5.9 6
f (GHz)
Fig. 4.25: resposta em frequência com b=0.9 e T=2 ns
so b=09,7 =2,0n8
EE,
(a) e
o b=0,99,7=2,2 08
-20
-30
40
ss 5.6 S7 s8 EE 6
Í (GHz)
Fig. 4.26: sensibilidade da resposta em frequência aos parâmetros de multipercurso
(Extraído de: RÁDIO DIGITAL DE MICROONDAS; Burt, P.M.S.; Apostila, 1994)
Equalização no domínio da frequência
O método mais simples de equalização adaptativa, costumeiramente denominado de
equalização no domínio da frequência, está representado na figura 5.1. Este método se
baseia no fato de que a densidade espectral de potência do sinal transmitido, S,(), é
conhecida (em um equipamento de rádio digital o espectro do sinal transmitido é tornado,
em termos práticos, independente dos dados transmitidos através do uso de
embaralhamento). Portanto o módulo da resposta em frequência do canal, |H (/)|, pode ser
deduzido a partir apenas da densidade espectral de potência do sinal recebido, medida em
FI, Sf) (denotamos aqui o sinal recebido, em FI, por 2?) para diferenciá-lo do sinal
transmitido s(t), uma vez que o canal não está sendo considerado ideal):
SD=|EDPSO (1)
A dedução de |H.()] não é feita explicitamente, mas através de um procedimento de
adaptação do equalizador: a partir de medidas de potência em torno de três frequências no
sinal de FI equalizado, são gerados sinais de controle de coeficientes variáveis do
equalizador, de modo a tentar igualar as medidas nas três frequências. Trata-se, portanto, de
uma malha fechada, e o módulo da resposta em frequência do equalizador tende a
1
E E———
e [HO] 2)
O atrativo deste método de equalização é que ele não depende de decisões corretas sobre
símbolos nem das funções de sincronismo do receptor, e portanto está sempre atuante. Por
outro lado, não consegue compensar adequadamente, em todos os casos, a fase da resposta
em frequência do canal. Consequentemente, a melhoria de desempenho obtida com o seu
uso isolado não é muito grande.
SP) EO) SO
(Extraído de: RÁDIO DIGITAL DE MICROONDAS; Burt, P.M.S.;Apostila, 1994)
EQUALIZADOR DEMODULADOR
: apos E
a, q,
HO) AX.
= VE sinal
: EQ) costa?) b so digital
HA) A -—
vT >
>
Controle
f
Fig. 5.2: equalização adaptativa no domínio do tempo/implementação em FI
EQUALIZADOR
| e Ê
a, a,
EU) HD) A |
VT
Edf)
sinal
O) E sm | digital
EP)
E) HD) A — E
do ut Br b,
Fig. 5.3: equalização adaptativa no domínio do tempo/implementação em banda-base
(Extraído de : RÁDIO DIGITAL DE MICROONDAS; Burt, P.M.S.; Apostila, 1994)
mais uma antena de recepção e a torre de sustentação necessária para tanto, além do
equipamento de recepção adicional necessário
(dB)
É DE ur
5 E 300
120 180
b
o
-15,L
f
-20
-25
30 1 4 1 1 1 Es 1 4 3
ss 555 S6 565 57 575 58 585 S9 595 f(GH)
Fig. 5.11: módulo da resposta em frequência combinada H f) segundo Aé (graus)
5.5 Recepção em diversidade de frequência
Esta técnica consiste em transmitir simultaneamente o sinal em outro canal de RF, e na
recepção realizar um chaveamento entre ambos, a partir de uma comparação entre suas taxas
de erro. Pelos mesmos motivos levantados acima para a recepção em diversidade de espaço,
durante a ocorrência de propagação multi-percurso os sinais em cada canal de RF
apresentarão em geral características diferentes.
O princípio da diversidade de frequência está exemplificado na figura 5.12: uma das
respostas em frequência da figura 4.26 foi novamente traçada e mediu-se a atenuação média
L, e a distorção AP de três canais de 35 MHz espaçados em frequência. Podemos ver que,
desde que exista uma separação suficiente entre os canais, as atenuações médias dos
mesmos tenderão a apresentar diferenças importantes. Por outro lado, uma separação
relativamente pequena entre os canais pode causar, no exemplo, uma grande variação da
distorção, trazendo um ganho de desempenho grande apesar da pequena separação. Esta
característica representa uma diferenciação importante em relação aos sistemas de rádio
analógico, e foi confirmada em trabalhos de pesquisa publicados, onde foram empregadas
simulações bem mais completas do que o exemplo aqui apresentado. Na figura 5.13
reproduzimos o resultado de um destes trabalhos, onde o ganho de desempenho de
(Extraído de : RÁDIO DIGITAL DE MICROONDAS; Burt, P.M.S.; Apostila, 1994)
diversidade de espaço para sistemas analógicos e digitais é apresentado em função da
separação dos canais.
L,=136,4P=305
L,=-094, AP =267 a e o
=4 =6
ç y
10 Ro | ZE
2
ro,
(dB)
-10
-20
-30
-40
5. 5.6 87 5.8 5.9 6
f (GHz)
Fig. 5.12: exemplo do princípio de diversidade em frequência
100
DIGITAL RADIO
ANALOG RADIO
IMPROVEMENT FACTOR
5
0 so 100 150 200 eso
FREQUENCY SEPARATION (MHz)
Fig. 5.13: resultados de ganho de desempenho de diversidade de frequência
Em relação à recepção em diversidade de espaço a diversidade de frequência tem a
desvantagem de exigir um canal adicional de transmissão, além da duplicação de
praticamente todos os equipamentos, até a banda-base. Por outro lado, pode ser
implementada em uma configuração multi-lance, servindo também como equipamento de
proteção contra falhas de equipamento. Em sistemas multicanal, por exemplo, é comum
utilizar, além de diversidade de espaço em lances mais desfavoráveis, uma proteção em
configuração N+1, onde N canais de RF podem recorrer, não simultaneamente, a um canal
de proteção quando necessário. Neste caso, quando a ação da diversidade de espaço em
algum lance não fosse suficiente para garantir a qualidade de transmissão de um
determinado canal, o mesmo seria comutado sobre o canal de proteção.
(Extraído de:PROJETOS DE SISTEMAS RÁDIO;Miyoshi E.M., Sanches,C.A. Editora Érica, 2005)
Caracterização de desempenho; Assinaturas
Um exemplo particular para dois raios, em que um raio é tomado como direto (ou principal), é apresentado em
seguida.
O modelo representa o somatório (interferência) dos dois raios, principal e refletido, sendo o principal represen-
tado pela componente em fase A (referência) e o refletido representado pela componente complexa cujo módulo é B:
H(o)=A+B ci(ot+0)
em que:
A - Amplitude do raio principal
B - Amplitude do raio refletido
.. +.
7 - Atraso do raio indireto
+. 0- Diferença de fase entre os sinais (0 até 27)
Normalizando esta equação, ou seja, referenciando-a ao raio direto A, temos:
H(w)=1+pei(or+8)
em que:
+ p-B/A (amplitude do raio refletido ou indireto/amplitude do raio direto)
Atraso de Caminho
Caminho Direto
Figura 10.3 - Simulador de Desvanecimento.
Potência Recebida (dB)
P=o.
ani tus 1 dr
Sfo40 So20 ho S+20 So+40
Frequência (MHz)
Figura 3.1 - Característica de amplitude (potência recchi-
da) da interferência entre dois raios.
30 20 15
Wavelength (mm
10 8 é g tg)
Average Atmospheric
Absorption of Milimeter-Waves
Attenuation (dB/km)
10 15 20 :25
Indirect source: DARPA
(Horizontal Propagation)
Sea Level
9150 Meters Altitude
30 40 50 60 70 80 90100
Frequency (GHz)
150 200 250 300 400
ATMOSPHERIC ATTENUATION
50 100 Tropical
20 E) Downpour
10 a oia Heavy Rain
- 5 Medium Rain
E E 25
1 125 LightRain
2 ds o
a f E Drizzle
Ss o2
q 01
2 005 Rainfal! rate
£ 002 (mm)
< oo
0.005 pa
0.002
0.001
3 10 30 100
Indirect source: DARPA Frequency (GHz)
(Extraído de:PROJETOS DE SISTEMAS RÁDIO;Miyoshi E.M., Sanches,C.A. Editora Érica, 2005)
ATENUAÇÃO DEVIDO A CHUVAS
INTRODUÇÃO
Com a utilização de fregiiências superiores a 10GHpz nos sistemas de telecomunicações, a atenuação do sinal de
rádio causada pelas chuvas passou a ser um item crítico no projeto de radioenlaces utilizando essas faixas.
Nas faixas de fregiiências superiores a 10GHz, a indisponibilidade causada pelas chuvas é o fator que limita os
comprimentos dos enlaces.
Chuvas intensas constituem uma das principais causas da interrupção de sistemas de radioenlaces, cabendo ac
planejamento de sistemas rádio otimizar os parâmetros de projeto de forma a alcançar a disponibilidade mínima reco-
mendada pelo ITU-R.
MÉTODOS PARA ESTIMATIVAS DO EFEITO DE CHUVA
A base fundamental para o cálculo das 165º 135º 105º 750 aso 15º
interrupções devido a desvanecimentos por chu- a
va é a taxa pluviométrica. O ITU-R coletou da- ON TP
dos no mundo todo e publicou diagramas dos É
quais se pode extrair a intensidade de chuva de A g yo! 4 A
cada área e país do mundo, como mostrado na da SE
figura ao lado. Ú 3
Neste mapa retirado da norma ITU-R TA SH 5
837-1, podemos observar que o Brasil está nas Is a &
zonas N e P que correspondem a taxas pluvio- Pc Na
métricas de 95 mm/h e 145mm/h respectiva- 309) Er Ef A E 60º
mente para 0,01% do ano. NTE Ss À q cb
Da recomendação ITU-R 837-1 podemos [al :
áreas do globo com diferentes porcentagens de 30º
tempo. Em seguida podemos observar a tabela a
retirada dessa norma:
S
Z
fofo)
EE o D
observar as taxas pluviométricas para várias UU Eq K á
d
E R 30º
o
PA
a
Ao
oe
D E | |?
30º) 30º
Nes
E D
[+
ID LA
na LA
A L— A
o “Jog
os 135º 105º 75º as 18º
Figura 7.1 - Distribuição mundial da taxa pluviométrica (REC P
837-1 do ITU-R).